首页 >> 清洗干燥机

SLIC充电泵电阻计

银辉五金网 2022-09-09 18:22:10

SLIC充电泵

SLIC充电泵 2011：最初，普通老式电话业务 (POTS) 设计用于在客户端和局端 (CO) 之间传输纯语音数据。然而，例如非对称数字用户线路 (ADSL) 的宽带调制解调器已经不用将 POTS 与 CO 连接。现在这些调制解调器可以通过许多可能位于CO 的其他功能来运作。除了可通过“双绞线”线路为住宅小区提供高速数据通信以外，调制解调器还必须要具有传统的电话功能，主要包括为多个电话响铃提供电力以及生成摘机（打电话）环路电流。几种负载状态的存在，是为了使电话正常运行。电话可能处于等待响铃的挂机状态或处于通话状态的摘机状态，这两种状态都需要一个独立的电源电压。也可能会出现多条电话线路的情况，因此就需要这样一个条件 ——调制解调器必须能够为处于摘机和挂机状态的电话提供电力，本文中所描述的电源（由 3.3V 输入源驱动），就是一款可为两条电话线路提供挂机和摘机状态电力的解决方案。图 1 显示了用户线路接口卡 (SLIC) 电源。该电路可提供 -24V 和 -48V 的输出电压，其可以被加载到任何总功率为 1.5W 或更低的应用组合中。该电路设计旨在应对摘机状态（两部电话均处于通话中）下 -24V 输出端上高达 60mA 的负载以及挂机状态（两部电话均处于响铃状态）下－48V 输出端上 30mA 的负载。如果两部电话均处于使用状态，那么两个输出端可能会同时存在负载。通常，当一个电话处于使用状态时，仅有一种输出端存在负载。

图 1 升压转换器/充电泵电路在这个特殊的例子中，我们使用了 TPS61170 升压转换器控制器，该器件具有集成的 N 通道 FET 和电流模式控制功能。这种内部 FET 专门设计用于在 1.2 MHz 时对 1.2A 进行开关。当内部 FET（其用于 SW 引脚和接地之间的连接）接通时，就会在电感中形成电流。当内部 FET 被控制器关闭时，电流会继续流出电感，从而迫使电感的电压发生极性的改变。这样就会将 SW 引脚处的电压升压至高于输入电压，从而通过 D4 到接地为 C5 充电。C5 充电可达大约24.5V。（点击图像可以放大）

图 2 充电泵波形较好地叠加在一起图 2 中顶部波形显示了 SW 引脚上的开关波形。当内部 FET 在下一个开关周期中再次开启时，C5 的正极侧 (positive side)接地。由于 C5 两端的电荷在 SW 引脚为正，这就迫使 D4 的阳极变为－24.5V。二极管 D4 被反向偏置，同时二极管 D3 通过负载传导，将输出电容器 C8 和 C9 充电至－24V。该－24V 输出由控制器和反馈网络对其进行调节。－48V 输出被钳位控制在－24V 输出加上电容器 C3 和 D1 两端的电压范围。在通过 D4 到接地对 C5 进行充电的间隔期间，通过 D2 将 C3 充电至 24V。之所以会出现这种情况，是由于 C3 被 D4 和 D2 钳位控制在了－24V 输出。当控制器的内部 FET 开启时，D1 将－48V 输出钳位控制在了 C3 与 C5 的电压之和。组件 C3/D1/D2 起到一个倍压器的作用，从而使－48V 输出等于两倍调节过的－24V 输出。－48V 输出仅随二极管 D1 和 D2 电压的变化而变化。图 2 中还显示了 D4 和 D2 阳极上出现的开关电压。需要引起注意的有关该电路的一个方面是，用来对－24V 输出进行调节的反馈电路。流经 R11 的电流由反馈电路两端的电压（为－24V 和 Q2 的发射极电压 (-0.5V)）设定。电流（不依赖于输入电压）是由 R7 和来自输入电压的 Q1 提供。Q1 被配置为一个电流镜，其使得 R7 和 R6 中的电流相等。R6 中的电流通过 R10 流至接地，从而产生了一个被调节至可反射实际－24V 的输出电压。必须对 R10 的值进行设置，这样就可以使其电压在调节期间与调节过的控制器的内部 FB 电压 (1.229V) 相等。R10 的值为：R10 = VFB R11/(–Vout – VBE2)R11 的值留给设计人员来确定，但一般而言对它的设置是要能够保持功率损耗最小化。电阻器 R6 和 R7 应具有相同的值。R6 和 R7 的最大值为：R6 ≤ (Vin, min – VFB – Vsat) (R11, act)/(–Vout – VBE2)其中，Vsat 为 Q1 最低的期望发射极-集电极电压，VBE2 为 Q2 的基极-发射极电压。图 3 显示了 3.3V 输入应用之后的输出电压。由于 -48V 输出跟踪在大约两倍调节电压上，因此－24V 输出上升至稳压状态。一旦处于稳压状态时，－24V 输出就随负载发生少许变化。

图 3 －24V 和－48V 电源的受控关断在所有负载状态下，－48V 输出电压变化低于 ±1.5%。较好的电压交叉调节归因于钳位控制的充电泵工作特性。在－24V 输出端上引起误差的最大原因是随负载变化的二极管电压降，以及 Q2 基极-发射极结的变化和控制器的内部电压基准。－24V 输出情况下输出纹波电压为 50 mV p-p，－48V 输出时纹波电压为 200mV p-p。1W 负载的效率在 72% 时达到峰值。引起损耗的关键原因是内部 MOSFET 的传导损耗和开关损耗。图 4 显示了原型电路。整个 SLIC 电路占用了不到一平方英寸的电路板面积。该控制器采用 6 引脚、2×2 mm QFN 封装。该设计有赖于一个标准的单绕组电感而非较大的定制变压器或双绕组电感，以实现较小的电路板占用面积。

图 4 电路占用了不到一平方英寸的电路板面积这种方法成本很低。该设计的最大输出功率受内部 FET 的电流极限限制。使用一个更高的输入电压和大电感值降低了 FET 峰值电流，从而提高了可以实现的最大输出功率。然而，对于较低的输入电压而言，该电路是一款实用且经济的解决方案。